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一种宽频带大摆幅的三级CMOS功率放大器装卸机械
2022-09-20 10:23:11 宏迪机械网
一种宽频带大摆幅的三级CMOS功率放大器
本文设计了一种用于耳机驱动的CMOS功率放大器，该放大器采用0.35μm双层多晶硅工艺实现，驱动32Ω的电阻负载。该设计采用三级放大两级密勒补偿的电路结构，通过提高增益带宽来提高音频放大器的性能。仿真结果表明，该电路的开环直流增益为70dB，相位裕度达到86.6°，单位增益带宽为100MHz。输出级采用推挽式AB类结构，能有效地提高输出电压的摆幅，从而得到电路在低电源电压下的高驱动能力。结果表明，在3.3V电源电压下，电压输出摆幅为2.7V。
低功耗、高性能是音频放大器一直追求的目标。近几年来CMOS功率放大器得到很大发展，采用此工艺将会有效地降低功耗，但是随之而来的问题是如何获得有效的增益带宽，降低电源等产生的噪声，如何有效降低谐波失真，在低电源电压下获得近乎满幅的输出，以获得有效的电压输出等。
本文介绍的两级密勒补偿结构的放大器结构简单，很好地满足了增益带宽香蕉及电压输出摆幅的要求。
放大器的结构
该功率放大器采用三级放大结构。输入级为折叠式放大结构，输入管为p管，以降低闪烁噪声。折叠式输入级的输出，直接作为输出级中p沟晶体管的驱动。
第二级为非反相放大级，它由一个共源p沟输入管，一个电流镜和一个电流为80μA的恒流源组成。该级电路的重要作用在于为输出级的n管提供合理的偏置电压，以使输出级的两个管子的偏置电压分开，从而实现AB类输出。
输出级则为推挽式的音乐ICAB类结构，该结构的特点是p管和n管交替导通，这样输出电压仅损失一个管子的过驱动电压，有效地提高输出电压的水平，满足在低电源电压下信号的输出驱动的要求。本设计电路输出级的静态电流为1mA。放大器的输出级和第一级及第二级之间有两个密勒型的补偿回路，密勒补偿采用了零电阻补偿法，该方法通过将补偿电容CC串联一个电阻RZ，消除了仅由电容进行补偿引起的右半平面(RHP)零点效应，增加电路的稳定性。
npower2线用于省功耗控制，当它的值为低电位时，整个电路不工作，处于省功耗状态。省功耗控制对于便携式系统是十分必要的。
具体结构如图1所，其中Vp1，Vp2，Vn2和Vn2为偏置电压。
图1 放大器电路的结构
放大器电路稳定性分析
在未接补偿电容和电阻的情况下，开环响应的极点频率
f1=1/(2πR1C1)； f2=1/(2πR2C2)；f3=1/(2πR3C3)，
式中：Ri和Ci(i=1，2，3)分别是第i级的等效输入电阻和电容，其中R3为输出负载电阻。
带补偿的三级功率放大器稳定性设计的条件是主极点f1≤fTn，n=2，3，，N，fT为放大器的单位增益频率，即在fT频率范围内开环增益以20dB每10倍频程的速度下降。
图2是未加补偿的带有32Ω负载的三级放大器的波特相位特性的仿真结果，由此图可以看出，未加补偿前在单位增益频率范围内有两个极点，相位裕度只有36°，电路不够稳定。
图2 未加补偿时的波特相位图
图3给野餐包出了负载为32Ω的三级放大器加补偿之后的仿真结果，f1，f2极点通过补偿被有效分离，f1向低频点移动，移动到较低的频率，而f2则移动到fT频率外，达到很高的频率。由f1≤fT2推出，极点很好地满足了电路稳定性条件。
图3 补偿后的波特相位图
采用两级零电阻补偿的方法将引入两个零点，一个为右半平面(RHP)零点，另一个则为左半平面(LHP)零点。它们的值分别为：ZRHP=1/(CC2/gm3-RZ2CC2)；ZLHP=-1/(RZ1CC1)，其中CC1，RZ1，CC2，RZ2分别为第一级和第二级的补偿电容与电阻，gm3为第三级的跨导。
右半平面的零点存在将会减缓幅值下降，因而使增益交点外推，更远离原点，从而大大降低电路的稳定性，因此必须将其消除。由右半平面零点的公式，理论上可以推出：选择零电阻RZ2的值，使其满足RZ2=1/gm3，则右半平面零点被移到无穷远处，从而不再对电路的稳定性产生影响。但是在实际的工作电路中由于输出管跨导补偿电阻分别受工作电流、温度、工艺等因素变化的影响，会偏离理论值，因此二者相等的要求是不可能满足的。而在实际的设计中也并无此严格的要求，一般情况下只要零点的位置满足在单位增益频率10倍以上，零点对电路稳定性的影响就可忽略。
由图3可以看出该电路的相位裕度在开环情况下可达86.6°，此时增益带宽为100MHz，电路的稳定性得到很大提高。
下面将分别讨论左半平面零点及右半平面零点在本设计中如何满足要求。
由前面的分析及图3可以看到，整个电路之所以带宽高达100MHz，主要是左半平面零点的值较低，减缓了单位增益频带内幅值及相位的下降。虽然在所设计的电路中这个零点是无害的，但根据耳机音频电路的要求，100MHz的带宽是完全没有必要的，所以可以在此电路的基础上稍加改进，将电阻RZ1改成100Ω，补偿电容Cc1大小不变，那么左半平面零点的值为350MHz，此时单位增益频率为32MHz，左半平面零点对单位增益带宽的大小不再有影响。
对于右半平面的零点，设计中选择补偿电容Cc2为2pF，补偿电阻RZ2为1kΩ，则由右半平面零点公式及其应满足的条件(ZRHP≥10倍的增益带宽)可以推出(1/gm3-RZ2)有很大的变化范围。也就是说跨导及电阻可以随实际工作电流、温度、工艺等条件的变化而变化，并且允许存在较大的变化范围。
该电路的输出负载是32Ω的电阻，由于此设计采用的是单电源供电，输出偏置在1.65V，因此在实际电路中需串联一个大的输出耦合电容，以防止直流电流流过耳机造成功率损耗，严重的甚至有可能损害耳机或者是耳机驱动。此电路中采用的是220μF的电容。加入此电容对电路的低频响应有一定影响，但仍满足人耳的听力范围要求。
输出电压的摆幅
对于便携式功率放大器，由于其供电电压的降低，为了得到有效的输出电压就要求输出摆幅尽可能接近满幅要求。本设计电路采用的是AB类输出结构，因此电压在输出时只损失一个n管或p管的过驱动电压，使输出电压的范围得到很大提高。下面将在AB输出级的基础上研究如何降低n管和p管的过驱动电压，以进一步提高电压摆幅。以n管为例，在n管饱和导通时流过它的静态电流为1mA，那么在这个电流下如果输出管的宽长比取得较大，那么过驱动电压VDSAT=VGS-VTn就可以有较小的值，从而输出电压的最小值将会降低，输出范围增大。类似p管采用较大的宽长比也可以提高最大电压的输出水平。该设计电路选择的p管的宽长比为3072/1，n管的宽长比为768/1，当然较大的宽长比是以牺牲面积得到的，但本电路输出级的宽长比相对云母片于同类电路却小得多。
该电路最大输出摆幅可达2.7V，输出电压效率为81.8%，属于大输出电压摆幅，此时其相应的最大输出功率为29mW。
放大器的失真
功率放大器的一个重要的性能指标是总谐波失真加噪声。总谐波失真主要是由非线性元件引起的。在电路结构完全对称且不存在元件不匹配的情况下偶次谐波失真是可以消除的，但实际上这样严谨的电路是不存在的，而且对于音频电路来说，对音质影响较大的为奇次谐波失真。因为人耳对奇次谐波失真比较敏感，而对偶次谐波要差的多。降低总谐波的方法一般是增加适量的内部反馈环，选用线性性好的器件来实现的。本文采用的三级放大电路存在两个内部反馈环，与两级放大电路相比有效地抑制了谐波失真。
测得在3.3V电源电压，1kHz输入信号频率，0dB增益及满摆幅即2.7V输出电压下，该三级放大电路的总谐波加失真为-68dB。呼和浩特能治好白癜风的医院
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低功耗、高性能是音频放大器一直追求的目标。近几年来CMOS功率放大器得到很大发展，采用此工艺将会有效地降低功耗，但是随之而来的问题是如何获得有效的增益带宽，降低电源等产生的噪声，如何有效降低谐波失真，在低电源电压下获得近乎满幅的输出，以获得有效的电压输出等。
本文介绍的两级密勒补偿结构的放大器结构简单，很好地满足了增益带宽香蕉及电压输出摆幅的要求。
放大器的结构
该功率放大器采用三级放大结构。输入级为折叠式放大结构，输入管为p管，以降低闪烁噪声。折叠式输入级的输出，直接作为输出级中p沟晶体管的驱动。
第二级为非反相放大级，它由一个共源p沟输入管，一个电流镜和一个电流为80μA的恒流源组成。该级电路的重要作用在于为输出级的n管提供合理的偏置电压，以使输出级的两个管子的偏置电压分开，从而实现AB类输出。
输出级则为推挽式的音乐ICAB类结构，该结构的特点是p管和n管交替导通，这样输出电压仅损失一个管子的过驱动电压，有效地提高输出电压的水平，满足在低电源电压下信号的输出驱动的要求。本设计电路输出级的静态电流为1mA。放大器的输出级和第一级及第二级之间有两个密勒型的补偿回路，密勒补偿采用了零电阻补偿法，该方法通过将补偿电容CC串联一个电阻RZ，消除了仅由电容进行补偿引起的右半平面(RHP)零点效应，增加电路的稳定性。
npower2线用于省功耗控制，当它的值为低电位时，整个电路不工作，处于省功耗状态。省功耗控制对于便携式系统是十分必要的。
具体结构如图1所，其中Vp1，Vp2，Vn2和Vn2为偏置电压。
图1 放大器电路的结构
放大器电路稳定性分析
在未接补偿电容和电阻的情况下，开环响应的极点频率
f1=1/(2πR1C1)； f2=1/(2πR2C2)；f3=1/(2πR3C3)，
式中：Ri和Ci(i=1，2，3)分别是第i级的等效输入电阻和电容，其中R3为输出负载电阻。
带补偿的三级功率放大器稳定性设计的条件是主极点f1≤fTn，n=2，3，，N，fT为放大器的单位增益频率，即在fT频率范围内开环增益以20dB每10倍频程的速度下降。
图2是未加补偿的带有32Ω负载的三级放大器的波特相位特性的仿真结果，由此图可以看出，未加补偿前在单位增益频率范围内有两个极点，相位裕度只有36°，电路不够稳定。
图2 未加补偿时的波特相位图
图3给野餐包出了负载为32Ω的三级放大器加补偿之后的仿真结果，f1，f2极点通过补偿被有效分离，f1向低频点移动，移动到较低的频率，而f2则移动到fT频率外，达到很高的频率。由f1≤fT2推出，极点很好地满足了电路稳定性条件。
图3 补偿后的波特相位图
采用两级零电阻补偿的方法将引入两个零点，一个为右半平面(RHP)零点，另一个则为左半平面(LHP)零点。它们的值分别为：ZRHP=1/(CC2/gm3-RZ2CC2)；ZLHP=-1/(RZ1CC1)，其中CC1，RZ1，CC2，RZ2分别为第一级和第二级的补偿电容与电阻，gm3为第三级的跨导。
右半平面的零点存在将会减缓幅值下降，因而使增益交点外推，更远离原点，从而大大降低电路的稳定性，因此必须将其消除。由右半平面零点的公式，理论上可以推出：选择零电阻RZ2的值，使其满足RZ2=1/gm3，则右半平面零点被移到无穷远处，从而不再对电路的稳定性产生影响。但是在实际的工作电路中由于输出管跨导补偿电阻分别受工作电流、温度、工艺等因素变化的影响，会偏离理论值，因此二者相等的要求是不可能满足的。而在实际的设计中也并无此严格的要求，一般情况下只要零点的位置满足在单位增益频率10倍以上，零点对电路稳定性的影响就可忽略。
由图3可以看出该电路的相位裕度在开环情况下可达86.6°，此时增益带宽为100MHz，电路的稳定性得到很大提高。
下面将分别讨论左半平面零点及右半平面零点在本设计中如何满足要求。
由前面的分析及图3可以看到，整个电路之所以带宽高达100MHz，主要是左半平面零点的值较低，减缓了单位增益频带内幅值及相位的下降。虽然在所设计的电路中这个零点是无害的，但根据耳机音频电路的要求，100MHz的带宽是完全没有必要的，所以可以在此电路的基础上稍加改进，将电阻RZ1改成100Ω，补偿电容Cc1大小不变，那么左半平面零点的值为350MHz，此时单位增益频率为32MHz，左半平面零点对单位增益带宽的大小不再有影响。
对于右半平面的零点，设计中选择补偿电容Cc2为2pF，补偿电阻RZ2为1kΩ，则由右半平面零点公式及其应满足的条件(ZRHP≥10倍的增益带宽)可以推出(1/gm3-RZ2)有很大的变化范围。也就是说跨导及电阻可以随实际工作电流、温度、工艺等条件的变化而变化，并且允许存在较大的变化范围。
该电路的输出负载是32Ω的电阻，由于此设计采用的是单电源供电，输出偏置在1.65V，因此在实际电路中需串联一个大的输出耦合电容，以防止直流电流流过耳机造成功率损耗，严重的甚至有可能损害耳机或者是耳机驱动。此电路中采用的是220μF的电容。加入此电容对电路的低频响应有一定影响，但仍满足人耳的听力范围要求。
输出电压的摆幅
对于便携式功率放大器，由于其供电电压的降低，为了得到有效的输出电压就要求输出摆幅尽可能接近满幅要求。本设计电路采用的是AB类输出结构，因此电压在输出时只损失一个n管或p管的过驱动电压，使输出电压的范围得到很大提高。下面将在AB输出级的基础上研究如何降低n管和p管的过驱动电压，以进一步提高电压摆幅。以n管为例，在n管饱和导通时流过它的静态电流为1mA，那么在这个电流下如果输出管的宽长比取得较大，那么过驱动电压VDSAT=VGS-VTn就可以有较小的值，从而输出电压的最小值将会降低，输出范围增大。类似p管采用较大的宽长比也可以提高最大电压的输出水平。该设计电路选择的p管的宽长比为3072/1，n管的宽长比为768/1，当然较大的宽长比是以牺牲面积得到的，但本电路输出级的宽长比相对云母片于同类电路却小得多。
该电路最大输出摆幅可达2.7V，输出电压效率为81.8%，属于大输出电压摆幅，此时其相应的最大输出功率为29mW。
放大器的失真
功率放大器的一个重要的性能指标是总谐波失真加噪声。总谐波失真主要是由非线性元件引起的。在电路结构完全对称且不存在元件不匹配的情况下偶次谐波失真是可以消除的，但实际上这样严谨的电路是不存在的，而且对于音频电路来说，对音质影响较大的为奇次谐波失真。因为人耳对奇次谐波失真比较敏感，而对偶次谐波要差的多。降低总谐波的方法一般是增加适量的内部反馈环，选用线性性好的器件来实现的。本文采用的三级放大电路存在两个内部反馈环，与两级放大电路相比有效地抑制了谐波失真。
测得在3.3V电源电压，1kHz输入信号频率，0dB增益及满摆幅即2.7V输出电压下，该三级放大电路的总谐波加失真为-68dB。呼和浩特能治好白癜风的医院
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